Выше, при вычислении спектров предполагалось, что статические характеристи как МЧФД в целом, так и отдельного парциального фазового детектора при использовании его в Fractional-N PLL синтезаторе, обладают идеальной линейностью. В варианте PDS синтезатора это так или же близко к этому, поскольку работа его происходит в одной точке в середине статической характеристики.
В варианте PDS-DSM, равно как и в Fractional-N PLL, дело обстоит по другому. Из-за наличия дельта-сигма модуляции область фазовых скачков может занимать существенную часть характеристики, и на практике это приводит к ухудшению спектра из-за проявления нелинейности характеристики ФД. Трудно, однако, назвать характер этой нелинейности и её величину. Одно очевидно, что чем меньший участок характеристики используется, тем меньше влияние линейности. Это обстоятельство является важным, если не сказать решающим, в достижении удовлетворительного качества спектра в вариантах Fractional-N PLL и PDS-DSM синтезаторов, в которых девиация фазы из-за дельта-сигма модуляции может оказаться значительной.
К примеру, при N0=4 в Fractional-N PLL варианте и модуляции типа MASH-3 полная девиация фазы равна π радиан, что составляет половину раствора статической характеристики. Видимо, это слишком много, чтобы получить удовлетворительный спектр, тем более при использовании ЧФД с накачкой заряда, в котором имеются, как будет показано далее, дополнительные, относительно, например, RS-триггера в качестве парциального фазового детектора, факторы, ухудшающие его линейность. Поэтому, для снижения девиации фазы, увеличивают коэффициент деления. Но с его увеличнием пропорционально повышается уровень шумов ЧФД, пересчитанных на выход синтезатора. Так что приходится находить компромисс между выигрышем по линейности и проигрышем по умножению шумов. В любом случае только из-за увеличения коэффициента деления, кривая спектра для Fractional-N PLL синтезатора должна пройти существенно выше, в соответствии с его выбранным значением, чем как это показано на рисунке 54.
В PDS-DSM синтезаторе уменьшить девиацию фазы можно за счёт наращивания количества К расщеплённых фаз. При этом требования к точности сегментов ЦАП соответственно понижаются.
На рисунке 55 показано, что в таком случае происходит со спектором фазового шума дробности (суммарная мощность шума в полосе ФАПЧ; dA в процентах – амплитудная неточность одного из сегментов ЦАП). Спектр не только не ухудшается (из-за снижения точности ЦАП), а наоборот становится чище с каждым октавным увеличением количества К расщеплённых фаз и пропорциональным ему допустимым снижением точности ЦАП. Также пропорционально уменьшается и девиация фазы. И что очень важно, всё это достигается без привлечения деления частоты, в чём и заключается одно из основных преимуществ идеи расщепления фаз. Уменьшение девиации фазы способствует меньшему влиянию нелинейности статической характеристики МЧФД.
Рис.55. Сравнение спектров при различных значениях К
На рисунке 56 показана, как пример, спектральная плотность шумов дробности для случая К=128 расщеплённых фаз и неточности ЦАП, равной 10%! Опорная частота Fr=1 ГГц, частота сигнала Fc около 10 ГГц. Возможна экстраполяция. Если неточность ЦАП ещё увеличить, например, в 2 раза, до 20%, то кривая спектра поднимется на 6 дБ, а если уменьшить в 2 раза, то опустится на те же 6 дБ. Можно также получать результат, изменяя частоты «опоры» и сигнала.
Рис.56. Спектральная плотность шумов дробности
При таком подходе, когда не требуется высокая точность ЦАП, можно использовать FPGA с резистивной матрицей на печатной плате. Конечно, увеличиваются аппаратурные затраты, но они ложатся, в основном, на FPGA, теперешние объёмы которых позволяют это делать. Так что проблем с этим не должно быть. Таким путём можно придти к простой однопетлевой структуре синтезатора, не уступающей по параметрам усложнённым многопетлевым системам.